Circuito conversor de alta potência DC para DC - Variável de 12 V a 30 V

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A postagem explica como fazer um circuito conversor boost de CC para CC de alta potência que aumentará 12 V CC para qualquer nível mais alto até 30 V no máximo e a uma taxa de corrente de 3 amp. Esta saída de alta corrente pode ser ainda melhorada atualizando adequadamente as especificações do calibre do fio indutor.

Outra grande característica desse conversor é que a saída pode ser variada linearmente através de um potenciômetro, desde a faixa mínima possível até a faixa máxima.



Indrodução

Conversores DC-DC destinados a aumentando a tensão da bateria do carro são frequentemente configurados em torno de um tipo de fonte de alimentação de modo comutado (SMPSU) ou um multivibrador de energia, acionando um transformador.

O conversor de energia explicado neste artigo emprega o dispositivo Circuito integrado TL 497A da Texas Instruments . Este IC particular facilita excelente regulação de tensão com ruído de saída mínimo a ser realizado de forma bastante conveniente e também garante alto desempenho de conversão.



Como funciona o circuito

O conversor detalhado aqui usa um topologia flyback . A teoria flyback parece ser a técnica mais adequada e funcional para obter uma tensão de saída imediata originada de uma tensão de entrada direta mais baixa.

O principal componente de chaveamento no conversor é, na verdade, um transistor de potência SIPMOS T1 (ver Fig. 1). Durante seu período de condução, a corrente que passa por L1 aumenta exponencialmente com o tempo.

Durante o tempo ON do ciclo de comutação, o indutor armazena a energia magnética induzida.

Circuito conversor variável de 3 A 12 V a 30 V

Assim que o transistor é desligado, o indutor reverte a energia magnética armazenada, convertendo-a em corrente elétrica através da carga conectada via D1.

Durante este procedimento, é crucial garantir que o transistor continue a ser desligado durante o período em que o campo magnético no indutor diminui para zero.

Caso esta condição não seja implementada, a corrente via indutor sobe até o nível de saturação. Um efeito de avalanche subsequentemente resulta na maximização da corrente muito rapidamente.

O tempo de ativação relativo do controle do transistor, ou fator de serviço, portanto, não deve ser permitido chegar ao nível da unidade. O fator de trabalho máximo permitido depende, em vários outros aspectos, em torno da tensão de saída.

Isso ocorre porque ele decide a taxa de degradação da força do campo magnético. A potência de saída mais alta que pode ser obtida do conversor é determinada pela corrente de pico mais alta permitida processada pelo indutor e pela frequência de chaveamento do sinal de acionamento.

Os elementos de restrição aqui são principalmente o instante de saturação e as classificações máximas toleráveis ​​do indutor para as perdas de cobre, bem como a corrente de pico através do transistor de comutação (não se esqueça de que um pico de um nível específico de energia elétrica chega à saída durante cada comutação pulso).

Usando IC TL497A para o PWM

O funcionamento deste IC é bastante atípico, o que pode ser entendido a partir de uma breve explicação abaixo. Ao contrário da implementação de frequência fixa convencional, CIs controladores de SMPSU com fator de serviço variável, o TL497A é certificado como um dispositivo de frequência ajustável no tempo fixo.

Portanto, o fator de serviço é controlado por meio do ajuste da frequência para garantir uma tensão de saída consistente.

Esta abordagem traz à realidade um circuito bastante simples, mas fornece o lado negativo da frequência de chaveamento atingir uma faixa mais baixa que pode ser audível para o ouvido humano para cargas trabalhando com corrente mais baixa.

Na realidade, a frequência de chaveamento fica abaixo de 1 Hz quando a carga é removida do conversor. Os cliques lentos são audíveis devido aos pulsos de carga conectados aos capacitores de saída para manter uma tensão de saída fixa.

Quando não há carga conectada, os capacitores de saída tendem a ser, obviamente, descarregados gradualmente através do resistor de detecção de tensão.

O oscilador interno no tempo de IC TL497A é constante e decidido por C1. O oscilador pode ser desativado em três métodos:

  • 1º, quando a tensão no pino 1 aumenta além da tensão de referência (1,2 V)
  • 2º, quando a corrente do indutor ultrapassa um valor específico mais alto
  • E terceiro, por meio da entrada de inibição (embora não seja utilizada neste circuito).

Enquanto em processo de trabalho padrão, o oscilador interno permite a comutação de T1 de forma que a corrente do indutor aumente linearmente.

Quando T1 é desligado, a energia magnética acumulada dentro do indutor é chutada de volta para o capacitor, que é carregada por meio dessa energia de fem de volta.

A tensão de saída, junto com a tensão do pino 1 do IC TL497A, sobe um pouco, o que faz com que o oscilador seja desativado. Isso continua até que a tensão de saída caia para um nível significativamente mais baixo. Essa técnica é executada de maneira cíclica, no que diz respeito à suposição teórica.

No entanto, em um arranjo que usa componentes reais, o aumento na tensão induzida com o carregamento dos capacitores em um único intervalo do oscilador é na verdade tão pequeno que o oscilador permanece ativado até que a corrente do indutor atinja o valor mais alto, conforme determinado pelos componentes R2 e R3 (a queda na tensão em torno de R1 e R3 é geralmente de 0,7 V neste ponto).

O aumento gradual na corrente, conforme indicado na Fig. 2b, é devido ao fator de serviço do sinal do oscilador, que por acaso é superior a 0,5.

Assim que a corrente ótima atingida é atingida, o oscilador é desativado, permitindo que o indutor transfira sua energia através dos capacitores.

Nesta situação particular, a tensão de saída sobe para uma magnitude que é apenas alta para garantir que o oscilador seja desligado por meio do pino IC 1. A tensão de saída agora cai rapidamente, de modo que um novo ciclo de carga é capaz de iniciar e repetir o procedimento.

No entanto, infelizmente, os procedimentos de comutação discutidos acima serão combinados com perdas comparativamente grandes.

Em uma implementação da vida real, esse problema pode ser corrigido configurando o tempo de ativação (via C1) alto o suficiente para garantir que a corrente através do indutor nunca se estenda ao nível mais alto em um único intervalo do oscilador (ver Fig. 3).

A solução em tais casos pode ser a incorporação de um indutor tubular, que apresenta uma auto-indutância razoavelmente mínima.

Características da forma de onda

Os gráficos de temporização na Fig. 3 demonstram as formas de onda do sinal nos principais fatores do circuito. O oscilador principal dentro do TL497A trabalha com frequência reduzida (abaixo de I Hz quando não há carga na saída do conversor).

O tempo instantâneo de ativação, indicado como pulso retangular na Fig. 3a, depende do valor do capacitor C1. O tempo de desligamento é estabelecido pela corrente de carga. Durante a comutação on-time, o transistor T1 liga, fazendo com que a corrente do indutor aumente (Fig. 3b).

imagens de forma de onda

Durante o período de desligamento após o pulso de corrente, o indutor funciona como uma fonte de corrente.

O TL497A analisa a tensão de saída atenuada no pino 1 com sua tensão de referência interna de 1,2 V. Caso a tensão avaliada seja inferior à tensão de referência, T1 é polarizado com mais força para que o indutor armazene adequadamente a energia.

Esses ciclos repetidos de carga e descarga disparam um certo nível de ondulação de tensão nos capacitores de saída (Fig. 3c). A opção de feedback permite o ajuste da frequência do oscilador para garantir a melhor compensação possível dos déficits de tensão causados ​​pela corrente de carga.

O diagrama de pulso de temporização na Fig. 3d revela um movimento substancial da tensão de dreno devido ao fator Q (qualidade) relativamente alto do indutor.

Mesmo que as oscilações de ondulação parasitas geralmente não afetem o funcionamento normal deste conversor de energia DC para DC, elas podem ser suprimidas usando um resistor paralelo de 1 k através do indutor.

Considerações práticas

Normalmente, um circuito SMPS é desenvolvido para atingir uma corrente de saída máxima em vez de uma corrente de saída quiescente.

A alta eficiência, juntamente com uma tensão de saída constante e oscilação mínima, também se tornaram os principais objetivos do projeto. No geral, os recursos de regulação de carga de um SMPS baseado em flyback dificilmente oferecem motivos para preocupações.

Ao longo de cada ciclo de comutação, a relação liga / desliga ou o ciclo de trabalho é ajustado em relação à corrente de carga, a fim de que a tensão de saída continue a ser relativamente estável, apesar das flutuações substanciais da corrente de carga.

O cenário parece ligeiramente diferente em termos de eficiência geral. Um conversor elevador baseado na topologia flyback normalmente produz picos de corrente bastante substanciais, que podem causar perda significativa de energia (não se esqueça de que a potência aumenta exponencialmente conforme a corrente aumenta).

Em operação na vida real, no entanto, o circuito conversor de CC para CC de alta potência recomendado fornece uma eficiência geral melhor que 70% com corrente de saída ideal, e isso parece bastante impressionante no que diz respeito à simplicidade do layout.

Isso, conseqüentemente, exige que ele seja alimentado até a saturação, levando a um tempo de desligamento razoavelmente estendido. Naturalmente, quanto mais tempo for necessário para o transistor cortar a corrente do indutor, menor será a eficiência geral do projeto.

De uma maneira pouco convencional, o MOSFET BUZ10 é comutado através do pino 11 da saída de teste do oscilador, ao invés do transistor de saída interno.

O diodo D1 é outro componente crucial dentro do circuito. As necessidades desta unidade são um potencial para suportar picos de alta corrente e queda para frente lenta. O tipo B5V79 atende a todos esses requisitos e não deve ser substituído por nenhuma outra variante.

Voltando ao diagrama do circuito principal da Fig. 1, deve-se observar cuidadosamente que as altas de corrente de 15-20 A geralmente não são anormais no circuito. Para evitar o desenvolvimento de problemas com baterias com uma resistência interna comparativamente mais alta, o capacitor C4 é introduzido como um buffer na entrada do conversor.

Considerando que os capacitores de saída são carregados pelo conversor por meio de pulsos rápidos, como picos de corrente, alguns capacitores são conectados em paralelo para garantir que a capacitância contínua permaneça o mais mínima possível.

O conversor de energia DC para DC, na verdade, não oferece proteção contra curto-circuito. O curto-circuito dos terminais de saída será exatamente como o curto-circuito da bateria através de D1 e L1. A auto-indutância de L1 pode não ser alta o suficiente para restringir a corrente pelo período necessário para permitir que um fusível queime.

Detalhes de construção do indutor

L1 é criado enrolando 33 voltas e meia de fio de cobre esmaltado. A Figura 5 exibe as proporções. A maioria das empresas fornece fio de cobre esmaltado sobre um rolo de ABS, que geralmente funciona como o primeiro para construir o indutor.

fazendo o cconverter 3 amp indutor

Faça alguns orifícios de 2 mm na borda inferior para deslizar os fios indutores. Um dos orifícios ficará perto do cilindro, enquanto o outro na circunferência externa do primeiro.

Pode não ser útil considerar um fio grosso para construir o indutor, devido ao fenômeno do efeito de pele, que causa o deslocamento dos portadores de carga ao longo da superfície externa do fio ou na pele do fio. Isso deve ser avaliado em relação à magnitude das frequências empregadas no conversor.

Para garantir uma resistência mínima dentro da indutância necessária, preconiza-se trabalhar com um par de fios de 1 mm de diâmetro, ou ainda 3 ou 4 fios de 0,8 mm de diâmetro em feixe.

Cerca de três fios de 0,8 min nos permitirão obter uma dimensão total que pode ser aproximadamente idêntica a dois fios de 1 mm, mas fornece uma área de superfície 20% maior.

O indutor é firmemente enrolado e pode ser selado usando uma resina apropriada ou composto à base de epóxi para controlar ou suprimir o vazamento de ruído audível (lembre-se de que a frequência de operação está dentro da faixa audível).

Construção e alinhamento

A placa de circuito impresso ou o projeto do PCB pretendido para o circuito conversor CC de alta potência proposto é apresentado abaixo.

design de PCB do conversor

Vários fatores de construção precisam ter algumas considerações. Os resistores R2 e R3 podem esquentar bastante e, portanto, devem ser instalados alguns mm acima da superfície do PCB.

A corrente máxima que se move por meio desses resistores pode chegar a 15 A.

O power-FET também ficará substancialmente quente e exigirá um dissipador de calor de tamanho razoável e o kit de isolamento de mica padrão.

O diodo pode funcionar sem resfriar, embora possa ser fixado em um dissipador de calor comum usado para o FET de energia (lembre-se de isolar os dispositivos eletricamente). Durante o funcionamento normal, o indutor pode apresentar uma boa quantidade de aquecimento.

Conectores e cabos reforçados devem ser incorporados na entrada e saída deste conversor. A bateria é protegida por um fusível de ação retardada de 16 A introduzido na linha de alimentação de entrada.

Fique atento ao fato de que o fusível não fornecerá nenhuma forma de proteção ao conversor durante curto-circuitos de saída! O circuito é bastante fácil de configurar e pode ser feito da seguinte maneira:

Ajuste R1 para atingir a tensão de saída pretendida, que pode variar entre 20 e 30 V. A tensão de saída pode ser reduzida abaixo disso, embora não deva ser inferior à tensão de entrada.

Isso pode ser feito inserindo um resistor menor no lugar de R4. A corrente de saída mais alta deve ser de aproximadamente 3 A.

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