Porém o processo sempre conserva a relação P = I x V, o que significa que à medida que a saída do conversor aumenta a tensão de entrada, a saída sofre proporcionalmente uma redução da corrente, o que faz com que a potência de saída seja quase sempre igual à entrada potência ou menos do que a potência de entrada.
Como funciona um conversor de reforço
Um conversor boost é uma espécie de SMPS ou fonte de alimentação comutada que funciona fundamentalmente com dois semicondutores ativos (transistor e diodo) e com no mínimo um componente passivo na forma de um capacitor ou indutor ou ambos para maior eficiência.O indutor aqui basicamente é usado para aumentar a tensão e o capacitor é introduzido para filtrar as flutuações de chaveamento e para reduzir as ondulações de corrente na saída do conversor.
A fonte de alimentação de entrada que pode ser necessária para ser aumentada ou aumentada pode ser adquirida de qualquer fonte DC adequada, como baterias, painéis solares, geradores baseados em motor, etc.
Princípio Operacional
O indutor em um conversor boost desempenha a importante função de aumentar a tensão de entrada.
O aspecto crucial que se torna responsável por ativar a tensão de reforço de um indutor é devido à sua propriedade inerente de resistir ou opor-se a uma corrente induzida repentinamente através dele, e devido à sua resposta a isso com a criação de um campo magnético e subsequentemente destruindo o campo. A destruição leva à liberação da energia armazenada.
O processo acima resulta no armazenamento da corrente no indutor e no retorno dessa corrente armazenada na saída na forma de EMF de volta.
Um circuito acionador de transistor de relé pode ser considerado um ótimo exemplo de um circuito conversor de reforço. O diodo flyback conectado através do relé é introduzido para curto-circuitar os EMFs reversos da bobina do relé e para proteger o transistor sempre que ele é desligado.
Se este diodo for removido e um retificador de capacitor de diodo for conectado ao coletor / emissor do transistor, a tensão reforçada da bobina do relé pode ser coletada através deste capacitor.
O processo em um projeto de conversor de reforço resulta em uma tensão de saída que é sempre maior do que a tensão de entrada.
Configuração do conversor de reforço
Referindo-nos à figura a seguir, podemos ver uma configuração do conversor boost padrão, o padrão de trabalho pode ser entendido como fornecido em:Quando o dispositivo mostrado (que pode ser qualquer BJT padrão ou um mosfet) é ligado, a corrente da fonte de entrada entra no indutor e flui no sentido horário através do transistor para completar o ciclo na extremidade negativa da fonte de entrada.
Durante o processo acima, o indutor experimenta uma introdução repentina de corrente em si mesmo e tenta resistir ao influxo, o que resulta no armazenamento de alguma quantidade de corrente nele por meio da geração de um campo magnético.
Na próxima sequência subsequente, quando o transistor é desligado, a condução da corrente é interrompida, mais uma vez, forçando uma mudança repentina no nível da corrente através do indutor. O indutor responde a isso chutando ou liberando a corrente armazenada. Uma vez que o transistor está na posição OFF, essa energia encontra seu caminho através do diodo D e através dos terminais de saída mostrados na forma de uma voltagem EMF de volta.
O indutor realiza isso destruindo o campo magnético que foi criado anteriormente enquanto o transistor estava no modo de ligar.
No entanto, o processo acima de liberação de energia é implementado com uma polaridade oposta, de modo que a tensão de alimentação de entrada agora se torne em série com a tensão de fem de retorno do indutor. E, como todos sabemos, quando as fontes de suprimento se juntam em série, sua tensão líquida se soma para produzir um resultado combinado maior.
O mesmo acontece em um conversor boost durante o modo de descarga do indutor, produzindo uma saída que pode ser o resultado combinado da tensão EMF de retorno do indutor e a tensão de alimentação existente, conforme mostrado no diagrama acima
Essa tensão combinada resulta em uma saída aumentada ou uma saída aumentada que encontra seu caminho através do diodo D e através do capacitor C para finalmente alcançar a carga conectada.
O capacitor C desempenha um papel muito importante aqui, durante o modo de descarga do indutor, o capacitor C armazena a energia combinada liberada nele, e durante a próxima fase quando o transistor desliga novamente e o indutor está no modo de armazenamento, o capacitor C tenta para manter o equilíbrio, fornecendo sua própria energia armazenada à carga. Veja a figura abaixo.
Isso garante uma tensão relativamente estável para a carga conectada, que é capaz de adquirir energia durante os períodos LIGADO e DESLIGADO do transistor.
Se C não estiver incluído, esse recurso será cancelado, resultando em uma potência mais baixa para a carga e uma taxa de eficiência mais baixa.
O processo explicado acima continua enquanto o transistor é ligado / desligado em uma determinada frequência, mantendo o efeito de conversão de reforço.
Modos de operação
Um conversor de reforço pode ser operado principalmente em dois modos: o modo contínuo e o modo descontínuo.No modo contínuo, a corrente do indutor nunca pode chegar a zero durante seu processo de descarga (enquanto o transistor está desligado).
Isso acontece quando o tempo ON / OFF do transistor é dimensionado de tal forma que o indutor é sempre conectado de volta rapidamente com a alimentação de entrada através do transistor ligado, antes que seja capaz de ser completamente descarregado através da carga e do capacitor C.
Isso permite que o indutor produza consistentemente a tensão de reforço a uma taxa eficiente.
No modo descontínuo, a temporização de ativação do transistor pode ser tão afastada que o indutor pode ser descarregado totalmente e permanecer inativo entre os períodos de ativação do transistor, criando enormes tensões de ondulação através da carga e do capacitor C.
Isso pode tornar a saída menos eficiente e com mais flutuações.
A melhor abordagem é calcular o tempo de LIGAR / DESLIGAR do transistor que produz a tensão estável máxima na saída, o que significa que precisamos nos certificar de que o indutor está comutado de forma ideal de forma que não seja ligado muito rapidamente, o que pode não permitir que ele descarregue de forma ideal, e nem ligá-lo muito tarde, o que pode esgotá-lo até um ponto ineficiente.
Cálculo, indutância, corrente, tensão e ciclo de trabalho em um conversor de reforço
Aqui, discutiremos apenas o modo contínuo, que é a maneira preferível de operar um conversor boost, vamos avaliar os cálculos envolvidos com um conversor boost em modo contínuo:Enquanto o transistor está na fase LIGADA, a tensão da fonte de entrada (
) é aplicado através do indutor, induzindo uma corrente ( 
) acumulado através do indutor por um período de tempo, denotado por (t). Isso pode ser expresso com a seguinte fórmula: ΔIL / Δt = Vt / L
No momento em que o estado LIGADO do transistor está prestes a terminar, e o transistor está prestes a desligar, a corrente que supostamente se acumula no indutor pode ser dada pela seguinte fórmula:
ΔIL (ligado) = 1 / L 0ʃDT
ou
Largura = DT (Vi) / L
Onde D é o ciclo de trabalho. Para entender sua definição, você pode consultar nosso b anterior postagem relacionada ao conversor uck
L denota o valor de indutância do indutor em Henry.
Agora, enquanto o transistor está no estado DESLIGADO, e se assumirmos que o diodo oferece queda de tensão mínima através dele e o capacitor C grande o suficiente para ser capaz de produzir uma tensão de saída quase constante, então a corrente de saída (
) pode ser deduzido com a ajuda da seguinte expressão Vi - Vo = LdI / dt
Além disso, as variações atuais (
) que pode ocorrer através do indutor durante seu período de descarga (estado do transistor desligado) pode ser dado como: ΔIL (desligado) = 1 / L x DTʃT (Vi - Vo) dt / L = (Vi - Vo) (1 - D) T / L
Supondo que o conversor possa estar funcionando em condições relativamente estáveis, a magnitude da corrente ou a energia armazenada dentro do indutor ao longo do ciclo de comutação (comutação) pode ser assumida como constante ou a uma taxa idêntica, isso pode ser expresso como:
E = ½ L x 2IL
O acima também implica que, uma vez que a corrente ao longo do período de comutação, ou no início do estado LIGADO e no final do estado DESLIGADO deve ser idêntica, seu valor resultante da mudança no nível atual deve ser zero, como expresso abaixo:
ΔIL (ativado) + ΔIL (desativado) = 0
Se substituirmos os valores de ΔIL (ativado) e ΔIL (desativado) na fórmula acima a partir das derivações anteriores, obtemos:
IL (ligado) - ΔIL (desligado) = Vidt / L + (Vi - Vo) (1 - D) T / L = 0
Simplificar ainda mais isso produz o seguinte resultado: Vo / Vi = 1 / (1 - D)
ou
Vo = Vi / (1 - D)
A expressão acima identifica claramente que a tensão de saída em um conversor boost será sempre maior do que a tensão de alimentação de entrada (em toda a faixa do ciclo de trabalho, 0 a 1)
Misturando os termos entre os lados na equação acima, obtemos a equação para determinar o ciclo de trabalho em um ciclo de trabalho do conversor boost.
D = 1 - Vo / Vi
As avaliações acima nos fornecem as várias fórmulas para determinar os diferentes parâmetros envolvidos nas operações do conversor boost, que podem ser usadas efetivamente para calcular e otimizar um projeto de conversor boost preciso.
Calcule Estágio de Potência do Conversor de Boost
As 4 diretrizes a seguir são necessárias para calcular o estágio de potência do conversor de reforço:
1. Faixa de tensão de entrada: Vin (min) e Vin (max)
2. Tensão de saída mínima: Vout
3. Corrente de saída mais alta: Iout (máx)
4. Circuito IC empregado para construir o conversor boost.
Isso geralmente é obrigatório, simplesmente porque certos contornos para os cálculos devem ser tomados e não podem ser mencionados na folha de dados.
No caso de essas limitações serem familiares, a aproximação do estágio de potência normalmente
acontece em.
Avaliando a corrente de comutação mais alta
A etapa principal para determinar a corrente de comutação seria descobrir o ciclo de trabalho, D, para a tensão de entrada mínima. Uma tensão de entrada mínima é empregada principalmente porque isso resulta na corrente de comutação mais alta.
D = 1 - {Vin (min) x n} / Vout ---------- (1)
Vin (min) = tensão de entrada mínima
Vout = tensão de saída necessária
n = eficiência do conversor, por ex. valor antecipado pode ser 80%
A eficiência é colocada no cálculo do ciclo de trabalho, simplesmente porque o conversor também deve apresentar a dissipação de potência. Esta estimativa oferece um ciclo de trabalho mais sensível em comparação com a fórmula sem o fator de eficiência.
Precisamos permitir uma tolerância estimada de 80% (o que pode não ser impraticável para um impulso
eficiência do pior caso do conversor), deve ser considerado ou possivelmente referir-se à parte de Características Convencionais da folha de dados do conversor escolhido
Calculando a corrente de ondulação
A ação subsequente para calcular a corrente de comutação mais alta seria descobrir a corrente de ondulação do indutor.
Na ficha de dados do conversor, normalmente, um indutor específico ou uma variedade de indutores são mencionados para trabalhar com o IC. Portanto, devemos usar o valor do indutor sugerido para calcular a corrente de ondulação, se nada for apresentado na ficha técnica, aquele estimado na lista de indutores.
S escolha desta nota de aplicação para Calcular Estágio de Potência do Conversor de Boost.
Delta I (l) = {Vin (min) x D} / f (s) x L ---------- (2)
Vin (min) = menor tensão de entrada
D = ciclo de trabalho medido na Equação 1
f (s) = menor frequência de chaveamento do conversor
L = valor indutor preferido
Posteriormente, deve ser estabelecido se o IC preferido pode ser capaz de fornecer a saída ideal
atual.
Iout (max) = [I lim (min) - Delta I (l) / 2] x (1 - D) ---------- (3)
I lim (min) = valor mínimo do
restrição atual da chave envolvida (destacada nos dados
Folha)
Delta I (l) = corrente de ondulação do indutor medida na equação anterior
D = ciclo de trabalho calculado na primeira equação
Caso o valor estimado para a corrente de saída ideal do IC decidido, Iout (max), esteja abaixo da maior corrente de saída esperada do sistema, um IC alternativo com um controle de corrente de comutação ligeiramente mais alto realmente precisa ser empregado.
Na condição de que o valor medido para Iout (máx.) Seja provavelmente um tom menor do que o esperado, você possivelmente pode aplicar o IC recrutado com um indutor com indutância maior sempre que ele ainda estiver na série prescrita. Uma indutância maior diminui a corrente de ondulação, portanto, aumenta a corrente de saída máxima com o IC específico.
Se o valor estabelecido estiver acima da melhor corrente de saída do programa, a maior corrente de comutação no equipamento é determinada:
Isw (max) = Delta I (L) / 2 + Iout (max) / (1 - D) --------- (4)
Delta I (L) = corrente de ondulação do indutor medida na segunda equação
Iout (max), = corrente de saída ideal essencial no utilitário
D = ciclo de trabalho conforme medido anteriormente
Na verdade, é a corrente ideal, o indutor, o (s) interruptor (es) incluído (s), além do diodo externo, para enfrentar.
Seleção de indutor
Às vezes, as folhas de dados fornecem vários valores de indutores recomendados. Se for essa a situação, você preferirá um indutor com essa faixa. Quanto maior o valor do indutor, maior é a corrente de saída máxima principalmente por causa da diminuição da corrente de ondulação.
A redução do valor do indutor, a redução da escala é o tamanho da solução. Esteja ciente de que o indutor realmente deve invariavelmente incluir uma melhor classificação de corrente em oposição à corrente máxima especificada na Equação 4, devido ao fato de que a corrente acelera com a redução da indutância.
Para elementos em que nenhum intervalo de indutor é fornecido, a imagem a seguir é um cálculo confiável para o indutor adequado
L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (L) x f (s) x Vout --------- (5)
Vin = tensão de entrada padrão
Vout = tensão de saída preferida
f (s) = frequência de chaveamento mínima do conversor
Delta I (L) = corrente de ondulação projetada do indutor, observe abaixo:
A ondulação da corrente do indutor simplesmente não pode ser medida com a primeira equação, simplesmente porque o indutor não é reconhecido. Uma boa aproximação para a corrente de ondulação do indutor é de 20% a 40% da corrente de saída.
Delta I (L) = (0,2 a 0,4) x Iout (máx.) X Vout / Vin ---------- (6)
Delta I (L) = corrente de ondulação projetada do indutor
Iout (max) = saída ideal
corrente necessária para a aplicação
Determinação do diodo retificador
Para reduzir as perdas, os diodos Schottky realmente precisam ser considerados uma boa escolha.
A classificação de corrente direta considerada necessária está no mesmo nível da corrente de saída máxima:
I (f) = Iout (max) ---------- (7)
I (f) = típico
corrente direta do diodo retificador
Iout (max) = corrente de saída ideal importante no programa
Os diodos Schottky incluem consideravelmente mais classificação de corrente de pico em comparação com a classificação normal. É por isso que o aumento da corrente de pico no programa não é uma grande preocupação.
O segundo parâmetro que deve ser monitorado é a dissipação de energia do diodo. Consiste em lidar com:
P (d) = I (f) x V (f) ---------- (8)
I (f) = corrente direta média do diodo retificador
V (f) = tensão direta do diodo retificador
Configuração de tensão de saída
A maioria dos conversores aloca a tensão de saída com uma rede divisora resistiva (que pode ser embutidadevem ser conversores de tensão de saída estacionários).
Com a tensão de feedback atribuída, V (fb), e a corrente de polarização de feedback, I (fb), o divisor de tensão tende a ser
computado.
A corrente com a ajuda do divisor resistivo pode ser cerca de cem vezes mais massiva que a corrente de polarização de feedback:
I (r1 / 2)> ou = 100 x I (fb) ---------- (9)
I (r1 / 2) = corrente no curso do divisor resistivo para GND
I (fb) = corrente de polarização de feedback da planilha de dados
Isso aumenta a imprecisão para menos de 1% da avaliação da tensão. A corrente também é consideravelmente maior.
O principal problema com valores de resistor menores é uma perda de potência aumentada no divisor resistivo, exceto que a relevância pode ser um pouco elevada.
Com a convicção acima, os resistores são trabalhados conforme listado abaixo:
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (10)
R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (11)
R1, R2 = divisor resistivo.
V (fb) = tensão de feedback da folha de dados
I (r1 / 2) = corrente devido ao divisor resistivo ao GND, estabelecido na Equação 9
Vout = tensão de saída planejada
Seleção de capacitor de entrada
O menor valor para o capacitor de entrada é normalmente entregue na folha de dados. Este valor mínimo é vital para estabilizar a tensão de entrada como resultado do pré-requisito de corrente de pico de uma fonte de alimentação chaveada.
O método mais adequado é usar condensadores de cerâmica de resistência equivalente reduzida (ESR).
O elemento dielétrico precisa ser X5R ou superior. Caso contrário, o capacitor pode diminuir a maior parte de sua capacitância devido à polarização CC ou temperatura (consulte as referências 7 e 8).
O valor pode de fato ser aumentado se a tensão de entrada for barulhenta.
Seleção do capacitor de saída
O melhor método é localizar pequenos capacitores ESR para diminuir a ondulação na tensão de saída. Capacitores de cerâmica são os tipos certos quando o elemento dielétrico é do tipo X5R ou mais eficienteNo caso de o conversor suportar compensação externa, qualquer tipo de valor de capacitor acima do menor preconizado na folha de dados pode ser aplicado, mas de alguma forma a compensação deve ser alterada para a capacitância de saída selecionada.
Com conversores compensados internamente, os valores aconselháveis do indutor e do capacitor precisam ser acostumados, ou a informação na ficha de dados para adaptação dos capacitores de saída pode ser adotada com a relação L x C.
Com a compensação secundária, as seguintes equações podem ajudar a regular os valores do capacitor de saída para uma ondulação de tensão de saída planejada:
Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta Vout ---------- (12)
Cout (min) = menor capacitância de saída
Iout (max) = corrente de saída ideal do uso
D = ciclo de trabalho elaborado com a Equação 1
f (s) = menor frequência de chaveamento do conversor
Delta Vout = ondulação de tensão de saída ideal
O ESR do capacitor de saída aumenta um traço mais ondulação, pré-atribuído com a equação:
Delta Vout (ESR) = ESR x [Iout (max) / 1 -D + Delta I (l) / 2] ---------- (13)
Delta Vout (ESR) = ondulação de tensão de saída alternativa resultante de capacitores ESR
ESR = resistência em série equivalente do capacitor de saída empregado
Iout (max) = maior corrente de saída da utilização
D = ciclo de trabalho calculado na primeira equação
Delta I (l) = corrente de ondulação do indutor da Equação 2 ou Equação 6
Equações para avaliar o estágio de potência de um conversor de reforço
Ciclo de trabalho máximo: D = 1 - Vinho (min) x n / Vout ---------- (14)
Vin (min) = menor tensão de entrada
Vout = tensão de saída esperada
n = eficiência do conversor, por ex. estimado 85%
Corrente de ondulação do indutor:
Delta I (l) = Vin (min) x D / f (s) x L ---------- (15)
Vin (min) = menor tensão de entrada
D = ciclo de trabalho estabelecido na Equação 14
f (s) = frequência de comutação nominal do conversor
L = valor do indutor especificado
Corrente máxima de saída do IC nomeado:
Iout (max) = [Ilim (min) - Delta I (l)] x (1 - D) ---------- (16)Ilim (min) = menor valor do limite de corrente da bruxa integral (oferecido na folha de dados)
Delta I (l) = corrente de ondulação do indutor estabelecida na Equação 15
D = ciclo de trabalho estimado na Equação 14
Corrente de comutação máxima específica da aplicação:
Isw (max) = Delta I (l) / 2 + Iout (max) / (1 - D) ---------- (17)Delta I (l) = corrente de ondulação do indutor estimada na Equação 15
Iout (max), = corrente de saída mais alta possível exigida no utilitário
D = ciclo de trabalho calculado na Equação 14
Aproximação do indutor:
L = Vin x (Vout - Vin) / Delta I (l) x f (s) x Vout ---------- (18)Vin = tensão de entrada comum
Vout = tensão de saída planejada
f (s) = menor frequência de chaveamento do conversor
Delta I (l) = corrente de ondulação projetada do indutor, consulte a Equação 19
Avaliação da corrente de ondulação do indutor:
Delta I (l) = (0,2 a 0,4) x Iout (máx.) X Vout / Vin ---------- (19)Delta I (l) = corrente de ondulação projetada do indutor
Iout (max) = corrente de saída mais alta importante no uso
Corrente direta típica do diodo retificador:
I (f) = Iout (max) ---------- (20)
Iout (máx) = corrente de saída ideal apropriada no utilitário
Dissipação de energia em diodo retificador:
P (d) = I (f)
x V (f) ---------- (21)
I (f) = corrente direta típica do diodo retificador
V (f) = tensão direta do diodo retificador
Corrente usando rede divisora resistiva para posicionamento de tensão de saída:
I (r1 / 2)> ou = 100 x I (fb) ---------- (22)I (fb) = corrente de polarização de feedback da planilha de dados
Valor do resistor entre o pino FB e o GND:
R2 = V (fb) / I (r1 / 2) ---------- (23)
Valor do resistor entre o pino FB e Vout:
R1 = R2 x [Vout / V (fb) - 1] ---------- (24)
V (fb) = tensão de feedback da folha de dados
I (r1 / 2) = atual
devido ao divisor resistivo para GND, descoberto na Equação 22
Vout = tensão de saída procurada
Menor capacitância de saída, caso contrário, pré-atribuída na folha de dados:
Cout (min) = Iout (max) x D / f (s) x Delta I (l) ---------- (25)
Iout (max) = corrente de saída mais alta possível do programa
D = ciclo de trabalho calculado na Equação 14
f (s) = menor frequência de chaveamento do conversor
Delta Vout = ondulação de tensão de saída esperada
Excesso de ondulação da tensão de saída devido ao ESR:
Delta Vout (esr) = ESR x [Iout (max) / (1 - D) + Delta I (l) / 2 ---------- (26)
ESR = resistência em série paralela do capacitor de saída empregado
Iout (max) = corrente de saída ideal do uso
D = ciclo de trabalho determinado na Equação 14
Delta I (l) = corrente de ondulação do indutor da Equação 15 ou Equação 19
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