Como projetar um conversor Flyback - Tutorial abrangente

Uma configuração flyback é a topologia preferida em projetos de aplicativos SMPS principalmente porque garante o isolamento completo da saída CC da rede de entrada CA. Outros recursos incluem baixo custo de fabricação, design mais simples e implementação descomplicada. A versão DCM de baixa corrente dos conversores flyback que incluem especificação de saída inferior a 50 watts são mais amplamente usados ​​do que os maiores equivalentes de alta corrente.

Vamos aprender os detalhes com uma explicação abrangente através dos seguintes parágrafos:

Guia de projeto abrangente para conversor de flyback DCM de frequência fixa off-line

Modos de operações flyback: DCM e CCM

Abaixo, vemos o projeto esquemático fundamental de um conversor flyback. As seções principais neste projeto são o transformador, a alimentação de comutação mosfet Q1 no lado primário, a ponte retificadora no lado secundário D1, um capacitor de filtro para suavização a saída de D1 e um estágio do controlador PWM que pode ser um circuito controlado por IC.

Este tipo de projeto de flyback pode ter um CCM (modo de condução contínua) ou DCM (modo de condução descontínua) de operação com base em como o MOSFET T1 de energia está configurado.

Basicamente, no modo DCM, temos toda a energia elétrica armazenada no primário do transformador transferida através do lado secundário cada vez que o MOSFET é DESLIGADO durante seus ciclos de chaveamento (também chamado de período de flyback), levando a corrente lateral primária atingindo um potencial zero antes que T1 seja capaz de ligar novamente em seu próximo ciclo de comutação.

No modo CCM, a energia elétrica armazenada no primário não tem a oportunidade de ser totalmente transferida ou induzida através do secundário.

Isso ocorre porque cada um dos pulsos de comutação subsequentes do controlador PWM LIGA T1 antes que o transformador tenha transferido toda a energia armazenada para a carga. Isso implica que a corrente de retorno (ILPK e ISEC) nunca pode atingir o potencial zero durante cada um dos ciclos de comutação.

Podemos testemunhar a diferença entre os dois modos de operação no diagrama a seguir, por meio dos padrões de forma de onda da corrente nas seções primária e secundária do transformador.

Os modos DCM e CCM têm suas vantagens específicas, que podem ser aprendidas na tabela a seguir:

Comparado ao CCM, o circuito do modo DCM exige níveis maiores de corrente de pico para garantir a potência ideal no lado secundário do transformador. Isso, por sua vez, exige que o lado primário seja classificado em uma corrente RMS mais alta, o que significa que o MOSFET precisa ser classificado na faixa mais alta especificada.

Nos casos em que o projeto deve ser construído com faixa limitada de corrente de entrada e componentes, geralmente um fyback no modo CCM é selecionado, permitindo que o projeto empregue um capacitor de filtro relativamente menor e menor perda de condução no MOSFET e no transformador).

CCM torna-se favorável para condições onde a tensão de entrada é mais baixa, enquanto a corrente é mais alta (acima de 6 amperes), projetos que podem ser classificados para trabalhar com mais Potência de 50 watts , exceto para saídas a 5 V em que a especificação de potência pode ser inferior a 50 watts.

A imagem acima indica a resposta atual no lado primário dos modos flyback e a relação correspondente entre suas formas de onda triangulares e trapezoidais.

IA na forma de onda triangular indica o ponto de inicialização mínimo que pode ser visto como zero, no início do período de ativação do MOSFET, e também um nível de pico de corrente mais alto persistente no enrolamento primário do transformador no momento em que o MOSFET é ligado novamente, durante o modo de operação CCM.

IB pode ser percebido como o ponto final da magnitude atual, enquanto o mosfet interruptor está LIGADO (intervalo de Ton).

O valor de corrente normalizado IRMS pode ser visto como a função do fator K (IA / IB) sobre o eixo Y.

Isso pode ser usado como o multiplicador sempre que as perdas resistivas precisam ser calculadas para um número variado de formas de onda com referência a uma forma de onda trapezoidal com uma forma de onda superior plana.

Isso também demonstra as perdas de condução CC extras inevitáveis ​​do enrolamento do transformador e dos transistores ou diodos como uma função de forma de onda de corrente. Utilizando esses conselhos, o projetista será capaz de evitar perdas de condução de até 10 a 15% com esse projeto de conversor bem calculado.

Considerar os critérios acima pode se tornar significativamente crucial para aplicativos projetados para lidar com altas correntes RMS e que exigem uma eficiência ideal como recursos principais.

Pode ser possível eliminar as perdas extras de cobre, embora isso possa exigir um formidável tamanho do núcleo para acomodar a área essencial da janela de enrolamento maior, em contraste com situações em que apenas as especificações do núcleo se tornam cruciais.

Como vimos até agora, um modo de operação DCM permite o uso de um transformador de menor porte, possui maior resposta transitória e trabalha com perdas mínimas de chaveamento.

Portanto, esse modo é altamente recomendado para circuitos flyback especificados para tensões de saída mais altas com requisitos de ampere relativamente mais baixos.

Embora possa ser possível projetar um conversor flyback para trabalhar com DCM, bem como modos CCM, uma coisa deve ser lembrada que durante a transição do modo DCM para o modo CCM, esta função de deslocamento se transforma em uma operação de 2 pólos, dando origem a baixa impedância para o conversor.

Esta situação torna essencial a incorporação de estratégias de projeto adicionais, incluindo vários loops (feedback) e compensação de inclinação em relação ao sistema de loop de corrente interno. Praticamente, isso implica que temos que nos certificar de que o conversor foi projetado principalmente para o modo CCM, mas é capaz de funcionar com o modo DCM quando cargas mais leves são usadas na saída.

Pode ser interessante saber que, usando modelos de transformadores avançados, pode ser possível aprimorar um conversor CCM por meio de uma regulagem de carga mais limpa e mais leve, bem como uma alta regulagem cruzada em uma ampla faixa de carga por meio de um transformador de espaçamento escalonado.

Em tais casos, uma pequena lacuna de núcleo é reforçada pela inserção de um elemento externo, como uma fita isolante ou papel, a fim de induzir alta indutância inicialmente e também permitir a operação do CCM com cargas mais leves. Discutiremos isso detalhadamente em algum outro momento em meus artigos subsequentes.

Tendo tais características de modo DCM versáteis, não é surpresa que esta se torne a escolha popular sempre que um SMPS sem complicações, eficiente e de baixo consumo de energia seja necessário para ser projetado.

A seguir, aprenderemos as instruções passo a passo sobre como projetar um conversor flyback no modo DCM.

Equações de Design DCM Flyback e Requisitos de Decisão Sequencial

Passo 1:
Avalie e estime seus requisitos de design. Todo Design SMPS deve começar avaliando e determinando as especificações do sistema. Você precisará definir e alocar os seguintes parâmetros:

Sabemos que o parâmetro eficiência é o crucial que precisa ser decidido primeiro, a maneira mais fácil é definir uma meta em torno de 75% a 80%, mesmo que seu projeto seja de baixo custo. A frequência de comutação denotada como

Geralmente, o Fsw deve ser comprometido enquanto se obtém o melhor tamanho do transformador e as perdas incorridas devido à comutação e EMI. O que implica que pode ser necessário decidir sobre uma frequência de chaveamento pelo menos abaixo de 150 kHz. Normalmente, isso pode ser selecionado entre uma faixa de 50kHz e 100kHz.

Além disso, no caso de mais de uma saída precisar ser incluída para o projeto, o valor de potência máxima Pout precisará ser ajustado como o valor combinado das duas saídas.

Você pode achar interessante saber que até recentemente os projetos SMPS convencionais mais populares costumavam ter o mosfet e o Controlador de comutação PWM como dois estágios isolados diferentes, integrados em um layout de PCB, mas hoje em dia nas unidades SMPS modernas esses dois estágios podem ser encontrados dentro de um pacote e fabricados como CIs individuais.

Principalmente, os parâmetros que são normalmente considerados ao projetar um conversor SMPS flyback são 1) A aplicação ou as especificações de carga, 2) Custo, 3) Energia em espera e 4) Recursos de proteção adicionais.

Quando ICs embutidos são usados, geralmente as coisas se tornam muito mais fáceis, pois requer apenas o transformador e alguns componentes passivos externos a serem calculados para projetar um conversor flyback ideal.

Vamos entrar em detalhes sobre os cálculos envolvidos para projetar um SMPS flaback.

Calculando o Capacitor de Entrada Cin e a Faixa de Tensão DC de Entrada

Dependendo da tensão de entrada e das especificações de energia, a regra padrão para selecionar Cin, que também é conhecido como um capacitor de barramento CC, pode ser aprendida a partir das seguintes explicações:

Para garantir uma ampla faixa de operação, um valor de 2uF por watt ou mais alto pode ser escolhido para um capacitor de link CC, o que permitirá que você tenha uma boa faixa de qualidade para este componente.

Em seguida, pode ser necessário determinar a tensão de entrada CC mínima que pode ser obtida resolvendo:

Onde a descarga se torna a razão de trabalho do capacitor do barramento CC, que pode ser cerca de 0,2

Na figura acima podemos visualizar a tensão do capacitor do barramento CC. Conforme mostrado, a tensão de entrada surge durante a potência de saída máxima e a tensão CA de entrada mínima, enquanto a tensão de entrada CC máxima surge durante a potência de entrada mínima (ausência de carga) e durante a tensão CA de entrada máxima.

Durante a condição sem carga, podemos ver uma tensão de entrada CC máxima, durante a qual o capacitor é carregado no nível de pico da tensão de entrada CA, e esses valores podem ser expressos com a seguinte equação:

Etapa 3:

Avaliando a tensão VR induzida do Flyback e a tensão máxima no MOSFET VDS. A tensão induzida pelo Flyback VR pode ser entendida como a tensão induzida através do lado primário do transformador quando o mosfet Q1 está desligado.

A função acima, por sua vez, impacta a classificação VDS máxima do mosfet, que pode ser confirmada e identificada resolvendo a seguinte equação:

Onde, Vspike é o pico de tensão gerado devido à indutância de vazamento do transformador.

Para começar, pode ser obtido um Vspike de 30% do VDSmax.

A lista a seguir nos diz quanta tensão refletida ou induzida pode ser recomendada para um MOSFET classificado de 650 V a 800 V, e tendo um valor limite inicial VR inferior a 100 V para uma ampla faixa de tensão de entrada esperada.

Escolher o VR correto pode ser uma pechincha entre o nível de estresse de tensão sobre o retificador secundário e as especificações do mosfet do lado primário.

Se VR for selecionado muito alto por meio de uma relação de rotação aumentada, isso daria origem a um VDSmax maior, mas um nível mais baixo de tensão de tensão no diodo secundário.

E se VR for selecionado muito pequeno por meio de uma relação de rotação menor, faria com que o VDSmax fosse menor, mas resultaria em um aumento no nível de tensão no diodo secundário.

Um VDSmax maior do lado primário garantiria não apenas um nível de tensão mais baixo no diodo do lado secundário e a redução na corrente primária, mas também permitiria a implementação de um projeto de baixo custo.

Flyback com modo DCM

Como calcular Dmax dependendo de Vreflected e Vinmin

Um ciclo de trabalho máximo pode ser esperado em instâncias de VDCmin. Para esta situação, podemos projetar o transformador ao longo dos limites de DCM e CCM. Neste caso, o ciclo de trabalho pode ser apresentado como:

Passo 4:

Como calcular a corrente de indutância primária

Nesta etapa, calcularemos a indutância primária e a corrente de pico primária.

As seguintes fórmulas podem ser usadas para identificar a corrente de pico primária:

Assim que o acima for alcançado, podemos prosseguir e calcular a indutância primária usando a seguinte fórmula, dentro dos limites máximos do ciclo de trabalho.

Deve-se ter cuidado em relação ao flyback, ele não deve entrar no modo CCM devido a qualquer forma de condições de carga excessiva e para esta especificação de potência máxima deve ser considerada ao calcular Poutmax na Equação # 5. A condição mencionada também pode ocorrer caso a indutância seja aumentada acima do valor de Lprimax, portanto, anote isso.

Passo 5 :

Como selecionar o grau e o tamanho ideais do núcleo:

Pode parecer bastante intimidante ao selecionar a especificação e estrutura centrais corretas se você estiver projetando um flyback pela primeira vez. Uma vez que isso pode envolver um número significativo de fatores e variáveis ​​a serem considerados. Alguns destes que podem ser cruciais são a geometria do núcleo (por exemplo, núcleo EE / núcleo RM / núcleo PQ etc), a dimensão do núcleo (por exemplo, EE19, RM8 PQ20 etc) e o material do núcleo (por exemplo, C96. TP4, 3F3 etc).

Se você não tem ideia de como proceder com as especificações acima, uma maneira eficaz de combater esse problema pode ser consultar um guia de seleção de núcleo padrão pelo fabricante do núcleo, ou você também pode usar a ajuda da tabela a seguir, que fornece aproximadamente as dimensões padrão do núcleo ao projetar um flyback DCM de 65 kHz, com referência à potência de saída.

Assim que tiver feito a seleção do tamanho do núcleo, é hora de selecionar a bobina correta, que pode ser adquirida de acordo com a ficha técnica do núcleo. Propriedades adicionais da bobina, como número de pinos, montagem de PCB ou SMD, posicionamento horizontal ou vertical, todos estes também podem precisar ser considerados como o design preferido

O material do núcleo também é crucial e deve ser selecionado com base na frequência, densidade do fluxo magnético e perdas no núcleo.

Para começar, você pode tentar variantes com o nome 3F3, 3C96 ou TP4A, lembre-se de que os nomes dos materiais de núcleo disponíveis podem ser diferentes para tipos idênticos, dependendo do fabricante específico.

Como calcular curvas primárias mínimas ou enrolamento

Onde o termo Bmax significa a densidade de fluxo máxima operacional, Lpri informa sobre a indutância primária, Ipri se torna a corrente de pico primária, enquanto Ae identifica a área da seção transversal do tipo de núcleo selecionado.

Deve-se lembrar que o Bmax nunca deve exceder a densidade de fluxo de saturação (Bsat), conforme especificado na folha de dados do material do núcleo. Você pode encontrar pequenas variações em Bsat para núcleos de ferrite, dependendo das especificações, como tipo de material e temperatura, no entanto, a maioria deles terá um valor próximo a 400mT.

Se você não encontrar dados de referência detalhados, você pode escolher um Bmax de 300mT. Embora a seleção de Bmax mais alto possa ajudar a ter um número reduzido de espiras primárias e menor condução, a perda de núcleo pode aumentar significativamente. Tente otimizar entre os valores desses parâmetros, de forma que a perda de núcleo e a perda de cobre sejam mantidas dentro de limites aceitáveis.

Etapa 6:

Como calcular o número de voltas para a saída secundária principal (Ns) e as saídas auxiliares diversas (Naux)

A fim de determinar as curvas secundárias primeiro precisamos encontrar a razão de giro (n), que pode ser calculada usando a seguinte fórmula:

Onde Np é a espira primária e Ns é o número secundário de espiras, Vout significa a tensão de saída e VD nos informa sobre a queda de tensão no diodo secundário.

Para calcular as voltas para as saídas auxiliares para um valor Vcc desejado, a seguinte fórmula pode ser usada:

Um enrolamento auxiliar torna-se crucial em todos os conversores flyback para fornecer a alimentação inicial para o IC de controle. Esta fonte VCC é normalmente usada para alimentar o IC de comutação no lado primário e pode ser corrigida de acordo com o valor fornecido na ficha de dados do IC. Se o cálculo fornecer um valor não inteiro, basta arredondá-lo usando o valor inteiro superior logo acima desse número não inteiro.

Como calcular o tamanho do fio para o enrolamento de saída selecionado

Para calcular corretamente os tamanhos dos fios para os diversos enrolamentos, primeiro precisamos descobrir a especificação de corrente RMS para cada enrolamento.

Isso pode ser feito com as seguintes fórmulas:

Como ponto de partida, uma densidade de corrente de 150 a 400 mil circulares por Ampère pode ser utilizada para determinar a bitola do fio. A tabela a seguir mostra a referência para selecionar a bitola do fio apropriada usando 200M / A, de acordo com o valor da corrente RMS. Ele também mostra o diâmetro do fio e o isolamento básico para uma bitola variada de fios de cobre superesmaltados.

Etapa 8:

Considerando a construção da Iteração do projeto do transformador e do enrolamento

Depois de terminar de determinar os parâmetros do transformador discutidos acima, torna-se crucial avaliar como ajustar a dimensão do fio e o número de voltas dentro do tamanho do núcleo do transformador calculado e da bobina especificada. Para obter isso de maneira ideal, várias iterações ou experimentações podem ser necessárias para otimizar a especificação do núcleo com referência à bitola do fio e ao número de voltas.

A figura a seguir indica a área de enrolamento para um determinado Núcleo EE . Com referência à espessura de fio calculada e o número de voltas para o enrolamento individual, pode ser possível estimar aproximadamente se o enrolamento se ajustará à área de enrolamento disponível (w e h) ou não. Se o enrolamento não acomodar, então, um dos parâmetros fora do número de voltas, bitola do fio ou o tamanho do núcleo, ou mais de 1 parâmetro pode exigir algum ajuste fino até que o enrolamento se encaixe perfeitamente.

O layout do enrolamento é crucial, pois o desempenho de trabalho e a confiabilidade do transformador dependem significativamente dele. Recomenda-se empregar um layout ou estrutura em sanduíche para o enrolamento a fim de restringir o vazamento de indutância, conforme indicado na Fig5.

Além disso, a fim de satisfazer e estar em conformidade com as normas internacionais de segurança, o projeto deve ter uma faixa suficiente de isolamento nas camadas primária e secundária do enrolamento. Isso pode ser garantido através do emprego de estrutura de margem enrolada ou usando um fio secundário com classificação de fio de isolamento triplo, conforme mostrado na respectiva figura a seguir

O emprego de fio com isolamento triplo para o enrolamento secundário torna-se a opção mais fácil para confirmar rapidamente as leis de segurança internacionais relativas a projetos SMPS flyback. No entanto, tais fios reforçados podem ter uma espessura um pouco maior em comparação com a variante normal, obrigando o enrolamento a ocupar mais espaço e podem exigir esforço adicional para se acomodar dentro da bobina selecionada.

Etapa 9

Como projetar o circuito de grampo primário

Na sequência de comutação, para os períodos OFF do mosfet, um pico de alta tensão na forma de indutância de vazamento é submetido ao dreno / fonte do mosfet, o que pode resultar em uma avalanche de avalanche, danificando o mosfet.

Para contrariar isso, um circuito de fixação é geralmente configurado através do enrolamento primário, o que limita instantaneamente o pico gerado a algum valor inferior seguro.

Você encontrará alguns projetos de circuito de fixação que podem ser incorporados para essa finalidade, conforme mostrado na figura a seguir.

Estes são, nomeadamente, o grampo RCD e o grampo Diodo / Zener, onde o último é muito mais fácil de configurar e implementar do que a primeira opção. Neste circuito de grampo, usamos uma combinação de um diodo retificador e um diodo Zener de alta tensão, como um TVS (supressor de tensão transiente), para fixar o pico de surto.

A função do Diodo Zener é cortar ou limitar com eficiência o pico de tensão até que a tensão de fuga seja totalmente desviada através do diodo Zener. A vantagem de uma braçadeira de diodo Zener é que o circuito ativa e fixa apenas quando o valor combinado de VR e Vspike excede a especificação de quebra do diodo Zener e, inversamente, desde que o pico esteja abaixo da quebra de Zener ou de um nível seguro, o grampo pode não disparar, não permitindo nenhuma dissipação de energia desnecessária.

Como selecionar a classificação do diodo de fixação / Zener

Deve sempre ter o dobro do valor da tensão VR refletida ou a tensão de pico assumida.
O diodo retificador deve ser de recuperação ultrarrápida ou um diodo tipo schottky com uma classificação maior do que a tensão do link CC máxima.

A opção alternativa de tipo de fixação RCD tem a desvantagem de desacelerar o dv / dt do MOSFET. Aqui, o parâmetro de resistência do resistor se torna crucial enquanto limita o pico de tensão. Se um Rclamp de valor baixo for selecionado, ele melhoraria a proteção contra picos, mas poderia aumentar a dissipação e o desperdício de energia. Por outro lado, se um Rclamp de valor mais alto for selecionado, isso ajudaria a minimizar a dissipação, mas pode não ser tão eficaz em suprimindo os picos .

Referindo-se à figura acima, para garantir VR = Vspike, a seguinte fórmula pode ser usada

Onde Lleak significa a indutância do transformador e pode ser encontrado fazendo um curto-circuito no enrolamento secundário, ou alternativamente, um valor de regra pode ser incorporado aplicando 2 a 4% do valor da indutância primária.

Neste caso, o capacitor Cclamp deve ser substancialmente grande para inibir um aumento na tensão durante o período de absorção da energia de fuga.

O valor de Cclamp pode ser selecionado entre 100pF a 4,7nF, a energia armazenada dentro deste capacitor será descarregada e atualizada por Rclamp rapidamente durante cada ciclo de comutação.

Etapa 10

Como selecionar o diodo retificador de saída

Isso pode ser calculado usando a fórmula mostrada acima.

Certifique-se de selecionar as especificações de modo que a tensão reversa máxima ou o VRRM do diodo não seja inferior a 30% do que o diodo VRV, e também certifique-se de que a especificação de corrente direta de FI ou avalanche seja no mínimo 50% maior do que o IsecRMS. De preferência, use um diodo Schottky para minimizar as perdas de condução.

Com um circuito DCM, a corrente de pico Flyback pode ser alta, portanto, tente selecionar um diodo com uma tensão direta mais baixa e especificações de corrente relativamente mais altas, com relação ao nível de eficiência desejado.

Etapa 11

Como selecionar o valor do capacitor de saída

Selecionando um capacitor de saída calculado corretamente enquanto projetar um flyback pode ser extremamente crucial, porque em uma topologia de flyback a energia indutiva armazenada não está disponível entre o diodo e o capacitor, o que implica que o valor do capacitor precisa ser calculado considerando 3 critérios importantes:

1) Capacitância
2) ESR
3) Corrente RMS

O valor mínimo possível pode ser identificado dependendo da função do pico máximo aceitável para a tensão de ondulação de saída de pico e pode ser identificado através da seguinte fórmula:

Onde Ncp significa o número de pulsos de clock secundários primários exigidos pelo feedback de controle para controlar a função a partir dos valores máximo e mínimo especificados. Normalmente, isso pode exigir cerca de 10 a 20 ciclos de comutação.
Iout se refere à corrente máxima de saída (Iout = Poutmax / Vout).

Para identificar o valor RMS máximo para o capacitor de saída, use a seguinte fórmula:

Para uma alta frequência de comutação especificada do flyback, a corrente de pico máxima do lado secundário do transformador irá gerar uma voltagem de ondulação correspondentemente alta, imposta através do ESR equivalente do capacitor de saída. Considerando isso, deve-se garantir que a classificação ESRmax do capacitor não exceda a capacidade de ondulação de corrente aceitável especificada do capacitor.

O projeto final pode incluir fundamentalmente a classificação de tensão desejada e a capacidade de ondulação da corrente do capacitor, com base na razão real da tensão de saída selecionada e a corrente do flyback.

Certifique-se de que Valor ESR é determinado na folha de dados com base na frequência superior a 1kHz, que pode ser normalmente considerada entre 10kHz a 100kHz.

Seria interessante notar que um capacitor solitário com baixa especificação ESR pode ser suficiente para controlar a ondulação de saída. Você pode tentar incluir um pequeno filtro LC para correntes de pico mais altas, especialmente se o flyback for projetado para funcionar com um modo DCM, o que pode garantir um controle de ondulação de tensão razoavelmente bom na saída.

Etapa 12

Outras considerações importantes:

A) Como selecionar tensão e corrente nominal, para o retificador de ponte lateral primária.

Isso pode ser feito por meio da equação acima.

Nesta fórmula PF significa fator de potência da fonte de alimentação, podemos aplicar 0,5 no caso de uma referência adequada ficar fora de alcance. Para o retificador de ponte, selecione os diodos ou o módulo com uma classificação de amperagem direta 2 vezes mais do que o IACRMS. Para a classificação de tensão, ele pode ser selecionado em 600 V para uma especificação de entrada CA de 400 V no máximo.

B) Como selecionar o resistor de detecção de corrente (Rsense):

Pode ser calculado com a seguinte equação. O resistor de detecção Rsense é incorporado para interpretar a potência máxima na saída do flyback. O valor de Vcsth pode ser determinado consultando a folha de dados do IC do controlador, Ip (max) significa a corrente primária.

C) Selecionando o VCC do Capacitor:

Um ótimo valor de capacitância é crucial para o capacitor de entrada processar um período de inicialização adequado. Normalmente, qualquer valor entre 22uF a 47uF faz o trabalho muito bem. No entanto, se for selecionado muito mais baixo, pode resultar no disparo de um “bloqueio de subtensão” no IC do controlador, antes que o Vcc seja capaz de se desenvolver pelo conversor. Ao contrário, um valor de capacitância maior pode resultar em um retardo indesejável do tempo de inicialização do conversor.

Além disso, certifique-se de que este capacitor seja da melhor qualidade, tendo especificações muito boas de ESR e corrente de ondulação, no mesmo nível da saída especificações do capacitor . É altamente recomendável conectar outro capacitor de valor menor na ordem de 100nF, paralelo ao capacitor discutido acima e o mais próximo possível das pinagens Vcc / terra do controlador IC.

D) Configurando o Feedback Loop:

A compensação do loop de feedback torna-se importante para interromper a geração de oscilação. A configuração da compensação de loop pode ser mais simples para o modo flyback DCM do que para um CCM, devido à ausência de 'meio plano zero direito' no estágio de potência e, portanto, nenhuma compensação é necessária.

Conforme indicado na figura acima, um RC simples (Rcomp, Ccomp) torna-se principalmente o suficiente para manter uma boa estabilidade ao longo do loop. Em geral, o valor Rcomp pode ser selecionado entre 1K e 20K, enquanto Ccomp pode estar na faixa de 100nF e 470pF.

Isso conclui nossa elaborada discussão sobre como projetar e calcular um conversor flyback. Se você tiver alguma sugestão ou dúvida, pode colocá-la na caixa de comentários a seguir e suas perguntas serão respondidas o mais rápido possível.

Cortesia: Infineon