Circuitos e projetos simples de FET

O Transistor de efeito de campo ou FET é um dispositivo semicondutor de 3 terminais que é usado para comutar cargas CC de alta potência por meio de entradas de energia insignificantes.

O FET vem com alguns recursos exclusivos, como uma alta impedância de entrada (em megohms) e com carga quase zero em uma fonte de sinal ou no estágio anterior conectado.

O FET exibe um alto nível de transcondutância (1000 a 12.000 microohms, dependendo da marca e das especificações do fabricante) e a frequência máxima de operação é igualmente grande (até 500 MHz para algumas variantes).

Já discuti o funcionamento e as características do FET em um dos meus artigos anteriores que você pode consultar para uma revisão detalhada do dispositivo.

Neste artigo, discutiremos alguns circuitos de aplicação interessantes e úteis usando transistores de efeito de campo. Todos esses circuitos de aplicações apresentados a seguir exploram as características de alta impedância de entrada do FET para criar projetos e circuitos eletrônicos extremamente precisos, sensíveis e de ampla gama.

Pré-amplificador de áudio

FETs funcionam muito bem para fazer mini amplificadores AF por ser pequeno, ele oferece alta impedância de entrada, exige apenas uma pequena quantidade de energia CC e oferece ótima resposta de frequência.

Os amplificadores AF baseados em FET, com circuitos simples, oferecem excelente ganho de voltagem e podem ser construídos pequenos o suficiente para serem acomodados em um cabo de microfone ou em uma ponta de prova de AF.

Eles são freqüentemente introduzidos em produtos diferentes entre os estágios nos quais um reforço de transmissão é necessário e onde o circuito predominante não deve ser substancialmente carregado.

A figura acima exibe o circuito de um único estágio, amplificador de um transistor apresentando os muitos benefícios do FET. O design é um modo de fonte comum que é comparável com e um circuito BJT emissor comum .

A impedância de entrada do amplificador está em torno de 1M introduzido pelo resistor R1. O FET indicado é um dispositivo de baixo custo e facilmente disponível.

O ganho de tensão do amplificador é 10. A amplitude ótima do sinal de entrada logo antes do corte do pico do sinal de saída é de cerca de 0,7 volt rms, e a amplitude da tensão de saída equivalente é de 7 volt rms. Em 100% das especificações de trabalho, o circuito puxa 0,7 mA por meio da fonte CC de 12 volts.

Usando um único FET, a tensão do sinal de entrada, a tensão do sinal de saída e a corrente de operação DC podem variar até certo ponto entre os valores fornecidos acima.

Em frequências entre 100 Hz e 25 kHz, a resposta do amplificador está dentro de 1 dB da referência de 1000 Hz. Todos os resistores podem ser do tipo 1/4 watt. Os capacitores C2 e C4 são pacotes eletrolíticos de 35 volts, e os capacitores C1 e C3 podem ser quase todos os dispositivos padrão de baixa tensão.

Uma fonte de bateria padrão ou qualquer fonte de alimentação DC adequada funciona extremamente, o amplificador FET também pode ser movido a energia solar por um par de módulos solares de silício conectados em série.

Se desejável, o controle de ganho constantemente ajustável pode ser implementado pela substituição de um potenciômetro de 1 megohm pelo resistor R1. Este circuito funcionaria muito bem como um pré-amplificador ou como um amplificador principal em muitas aplicações que exigem um aumento de sinal de 20 dB em toda a faixa musical.

A impedância de entrada aumentada e a impedância de saída moderada provavelmente atenderão à maioria das especificações. Para aplicações de ruído extremamente baixo, o FET indicado pode ser substituído pelo FET correspondente padrão.

Circuito amplificador FET de 2 estágios

O próximo diagrama abaixo exibe o circuito de um amplificador FET de dois estágios que envolve um par de estágios semelhantes acoplados a RC, semelhante ao que foi discutido no segmento acima.

Este circuito FET é projetado para fornecer um grande reforço (40 dB) para qualquer sinal AF modesto e pode ser aplicado individualmente ou introduzido como um estágio em equipamentos que requerem essa capacidade.

A impedância de entrada do circuito amplificador FET de 2 estágios é de cerca de 1 megohm, determinada pelo valor do resistor de entrada R1. O ganho total de tensão do projeto é 100, embora esse número possa variar relativamente para cima ou para baixo com FETs específicos.

A maior amplitude do sinal de entrada antes do corte do pico do sinal de saída é de 70 mV rms, o que resulta na amplitude do sinal de saída de 7 volts rms.

No modo totalmente funcional, o circuito pode consumir cerca de 1,4 mA por meio da fonte CC de 12 volts, no entanto, essa corrente pode mudar um pouco dependendo das características de FETs específicos.

Não encontramos a necessidade de incluir um filtro de desacoplamento entre os estágios, pois este tipo de filtro poderia causar uma redução na corrente de um estágio. A resposta de frequência da unidade foi testada plana dentro de ± 1 dB do nível de 1 kHz, de 100 Hz a melhor que 20 kHz.

Como o estágio de entrada se estende 'totalmente aberto', pode haver a possibilidade de o zumbido captar o zumbido, a menos que este estágio e os terminais de entrada estejam devidamente protegidos.

Em situações persistentes, R1 pode ser diminuído para 0,47 Meg. Em situações em que o amplificador precisa criar um carregamento menor da fonte de sinal, R1 pode ser aumentado para valores muito grandes de até 22 megohms, dado o estágio de entrada extremamente bem blindado.

Dito isso, a resistência acima desse valor pode fazer com que o valor da resistência se torne igual ao valor da resistência da junção FET.

Oscilador de cristal desafinado

Um circuito oscilador de cristal do tipo Pierce, empregando um único transistor de efeito de campo, é mostrado no diagrama a seguir. Um oscilador de cristal do tipo Pierce apresenta a vantagem de trabalhar sem ajuste. Ele só precisa ser conectado a um cristal e, em seguida, alimentado por uma fonte DC, para extrair uma saída de RF.

O desafinado oscilador de cristal é aplicado em transmissores, geradores de relógio, front ends de receptor de testadores de cristal, marcadores, geradores de sinal RF, localizadores de sinal (padrões de frequência secundária) e vários sistemas relacionados. O circuito FET mostrará uma tendência de início rápido para cristais que são mais adequados para a afinação.

O circuito oscilador não sintonizado FET consome cerca de 2 mA da fonte CC de 6 volts. Com essa tensão de fonte, a tensão de saída de RF de circuito aberto é de cerca de 4% volts rms. Tensões de alimentação CC de até 12 volts podem ser aplicadas, com saída de RF correspondentemente aumentada.

Para descobrir se o oscilador estiver funcionando, desligue a chave S1 e conecte um voltímetro de RF nos terminais de saída de RF. No caso de um medidor de RF não estar acessível, você pode usar qualquer voltímetro CC de alta resistência devidamente desviado por meio de um diodo de germânio de uso geral.

Se a agulha do medidor vibrar indicará o funcionamento do circuito e a emissão de RF. Uma abordagem diferente poderia ser conectar o oscilador com os terminais Antena e Terra de um receptor CW que poderia ser sintonizado com a frequência do cristal para determinar as oscilações de RF.

Para evitar o funcionamento defeituoso, é altamente recomendável que o oscilador Pierce trabalhe com a faixa de frequência especificada do cristal quando o cristal é um corte de frequência fundamental.

Se cristais harmônicos forem empregados, a saída não oscilará na frequência nominal dos cristais, mas sim na frequência mais baixa, conforme decidido pelas proporções do cristal. Para operar o cristal na frequência nominal de um cristal harmônico, o oscilador precisa ser do tipo sintonizado.

Oscilador de cristal sintonizado

A Figura A abaixo indica o circuito de um oscilador de cristal básico projetado para funcionar com a maioria das variedades de cristais. O circuito é ajustado usando uma chave de fenda ajustável dentro do indutor L1.

Este oscilador pode ser facilmente personalizado para aplicações como comunicações, instrumentação e sistemas de controle. Pode até ser aplicado como um transmissor alimentado por pulgas, para comunicações ou controle de modelo RC.

Assim que o circuito ressonante, L1-C1, é sintonizado na frequência do cristal, o oscilador começa a puxar cerca de 2 mA da fonte CC de 6 volts. A tensão de saída de RF de circuito aberto associada é de cerca de 4 volts rms.

O consumo de corrente de dreno será reduzido com frequências de 100 kHz em comparação com outras frequências, por causa da resistência do indutor utilizado para essa frequência.

A próxima Figura (B) ilustra uma lista de indutores industriais sintonizados (L1) que funcionam extremamente bem com este circuito oscilador FET.

As indutâncias são selecionadas para a frequência normal de 100 kHz, 5 bandas de radioamadorismo e a banda de cidadãos de 27 MHz; no entanto, uma faixa de indutância considerável é cuidada pela manipulação do slug de cada indutor e uma faixa de frequência mais ampla do que as bandas sugeridas a mesa pode ser adquirida com cada indutor.

O oscilador pode ser ajustado para sua frequência de cristal simplesmente girando o slug para cima / para baixo do indutor (L1) para obter o desvio ideal do voltímetro de RF conectado nos terminais de saída de RF.

Outro método seria sintonizar o L1 com um 0 - 5 DC conectado no ponto X: Em seguida, ajuste o slug L1 até que uma queda agressiva seja vista na leitura do medidor.

O recurso de ajuste do slug oferece uma função precisamente ajustada. Em aplicações nas quais se torna essencial ajustar o oscilador com frequência usando uma calibração reconfigurável, um capacitor ajustável de 100 pF deve ser usado em vez de C2, e o slug utilizado apenas para fixar a frequência máxima da faixa de desempenho.

Oscilador de áudio de mudança de fase

O oscilador de deslocamento de fase é, na verdade, um circuito sintonizado de capacitância de resistência fácil que é apreciado por seu sinal de saída cristalino (sinal de onda senoidal de distorção mínima).

O transistor de efeito de campo FET é mais favorável para este circuito, porque a alta impedância de entrada deste FET quase não produz carga do estágio RC de determinação de frequência.

A figura acima exibe o circuito de um oscilador AF com mudança de fase trabalhando com um FET solitário. Neste circuito em particular, a frequência depende dos 3 pinos Circuito de mudança de fase RC (C1-C2-C3-R1-R2-R3) que fornece ao oscilador seu nome específico.

Para o deslocamento de fase de 180 ° pretendido para oscilação, os valores de Q1, R e C na linha de feedback são apropriadamente escolhidos para gerar um deslocamento de 60 ° em cada pino individual (R1-C1, R2-C2. E R3-C3) entre o dreno e a comporta do FET Q1.

Por conveniência, as capacitâncias são selecionadas para serem iguais em valor (C1 = C2 = C3) e as resistências são igualmente determinadas com valores iguais (R1 = R2 = R3).

A frequência da frequência da rede (e, nesse caso, a frequência de oscilação do projeto), nesse caso, será f = 1 / (10,88 RC). onde f está em hertz, R em ohms e C em farads.

Com os valores apresentados no diagrama de circuito, a frequência como resultado é 1021 Hz (para precisamente 1000 Hz com os capacitores de 0,05 uF, R1, R2. E R3 individualmente devem ser 1838 ohms). Ao jogar com um oscilador de mudança de fase, pode ser melhor ajustar os resistores em comparação com os capacitores.

Para uma capacitância conhecida (C), a resistência correspondente (R) para obter a frequência desejada (f) será R = 1 / (10,88 f C), onde R está em ohms, f em hertz e C em farads.

Portanto, com os capacitores de 0,05 uF indicados na figura acima, a resistência necessária para 400 Hz = 1 / (10,88 x 400 X 5 X 10 ^ 8) = 1 / 0,0002176 = 4596 ohms. O 2N3823 FET fornece a grande transcondutância (6500 / umho) necessária para o funcionamento ideal do circuito do oscilador de mudança de fase FET.

O circuito puxa cerca de 0,15 mA através da fonte DC de 18 volts, e a saída AF de circuito aberto é de cerca de 6,5 volts rms. Todos os resistores usados ​​no circuito têm classificação de 1/4 watt 5%. Os capacitores C5 e C6 podem ser quaisquer dispositivos úteis de baixa tensão.

O capacitor eletrolítico C4 é na verdade um dispositivo de 25 volts. Para garantir uma frequência estável, os capacitores Cl, C2 e C3 devem ser da melhor alta qualidade e cuidadosamente combinados com a capacitância.

Receptor Superregenerativo

O próximo diagrama revela o circuito de uma forma auto-extintora de receptor superregenerativo construído usando um transistor de efeito de campo VHF 2N3823.

Usando 4 bobinas diferentes para L1, o circuito detectará rapidamente e começará a receber os sinais da banda de presunto de 2, 6 e 10 metros e possivelmente até mesmo o ponto de 27 MHz. Os detalhes da bobina são indicados abaixo:

• Para receber banda de 10 metros ou banda de 27 MHZ, use L1 = 3,3 uH a 6,5 ​​uH de indutância, sobre um formador de cerâmica, núcleo de ferro em pó.
• Para receber a banda de 6 metros, use L1 = 0,99 uH a 1,5 uH de indutância, 0,04 sobre uma forma de cerâmica e um cartucho de ferro.
• Para receber o vento L1 da Banda Amadora de 2 metros com 4 voltas de fio desencapado No. 14 enrolado a ar com diâmetro de 1/2 polegada.

A faixa de frequência habilita o receptor especificamente para comunicações padrão, bem como para controle de modelo de rádio. Todos os indutores são pacotes solitários de 2 terminais.

O 27 MHz e os indutores de 6 e 10 metros são unidades comuns sintonizadas que precisam ser instaladas em soquetes de dois pinos para uma rápida conexão ou substituição (para receptores de banda única, esses indutores podem ser soldados permanentemente sobre o PCB).

Dito isto, a bobina de 2 metros deve ser enrolada pelo usuário, e também esta deve ser fornecida com um soquete tipo push-in de base, além de um receptor de banda única.

Uma rede de filtros que compreende (RFC1-C5-R3) elimina o ingrediente de RF do circuito de saída do receptor, enquanto um filtro adicional (R4-C6) atenua a frequência de extinção. Um indutor de 2,4 uH apropriado para o filtro de RF.

Como configurar

Para verificar o circuito superregenerativo no início:
1- Conecte fones de ouvido de alta impedância aos slots de saída AF.
2- Ajuste o potenciômetro de controle de volume R5 para seu nível de saída mais alto.
3- Ajuste o potenciômetro de controle de regeneração R2 ao seu limite mais baixo.
4- Ajuste o capacitor de sintonia C3 para seu nível de capacitância mais alto.
5- Pressione o switch S1.
6- Continue movendo o potenciômetro R2 até encontrar um chiado alto em um ponto específico do potenciômetro, que indica o início da superregeneração. O volume deste chiado será bastante consistente quando você ajustar o capacitor C3, no entanto, deve aumentar um pouco conforme R2 é movido para o nível mais alto.

7-Próximo Engate a antena e as conexões de aterramento. Se você descobrir que a conexão da antena cessa de chiado, ajuste o capacitor C1 do aparador de antena até que o chiado volte. Você precisará ajustar este aparador com uma chave de fenda isolada, apenas uma vez para habilitar a faixa de todas as bandas de frequência.
8- Agora, sintonize os sinais em cada uma das estações, observando a atividade do AGC do receptor e a resposta de áudio do processamento da fala.
9-O sintonizador do receptor, montado em C3, pode ser calibrado usando um gerador de sinal AM conectado à antena e terminais de terra.
Fones de ouvido de alta impedância plugáveis ​​ou voltímetro AF aos terminais de saída AF, com cada ajuste do gerador, ajuste C3 para obter o nível ideal de pico de áudio.

As frequências superiores nas bandas de 10 metros, 6 metros e 27 MHz podem ser posicionadas no ponto idêntico sobre a calibração C3, alterando as bobinas de parafuso dentro das bobinas associadas, usando o gerador de sinal fixado na frequência correspondente e tendo C3 fixado no ponto necessário próximo à capacitância mínima.

A bobina de 2 metros, no entanto, não tem folga e deve ser ajustada apertando ou esticando seu enrolamento para alinhamento com a frequência da banda superior.

O construtor deve ter em mente que o receptor superregenerativo é, na verdade, um radiador agressivo de energia de RF e pode entrar em conflito severo com outros receptores locais sintonizados na mesma frequência.

O trimmer de acoplamento de antena, C1, ajuda a fornecer um pouco de atenuação dessa radiação de RF e isso também pode resultar em uma queda na tensão da bateria para o valor mínimo que, no entanto, gerenciará a sensibilidade e o volume de áudio decentes.

Um amplificador de radiofrequência alimentado na frente do superregenerador é um meio extremamente produtivo para reduzir a emissão de RF.

Voltímetro DC Eletrônico

A figura a seguir exibe o circuito de um voltímetro DC eletrônico simétrico com uma resistência de entrada (que inclui o resistor de 1 megohm na ponta de prova blindada) de 11 megohms.

A unidade consome cerca de 1,3 mA de uma bateria integrada de 9 volts, B, portanto, pode permanecer operacional por longos períodos de tempo. Este dispositivo é especializado em medições de 0-1000 volts em 8 faixas: 0-0,5, 0-1, 0-5, 0-10, 0-50, 0-100,0-500 e 0-1000 volts.

O divisor de tensão de entrada (comutação de faixa), as resistências necessárias consistem em resistores de valor de estoque conectados em série que precisam ser determinados com cautela para obter valores de resistência o mais próximo possível dos valores retratados.

No caso de resistores do tipo de instrumento de precisão serem obtidos, a quantidade de resistores nesta rosca pode ser reduzida em 50%. Ou seja, para R2 e R3, substitua 5 Meg. para R4 e R5, 4 Meg. para R6 e R7, 500 K para R8 e R9, 400 K para R10 e R11, 50 K para R12 e R13, 40K para R14 e R15, 5 K e para R16 e R17,5 K.

Bem equilibrado Circuito voltímetro DC apresenta quase nenhum desvio de zero, qualquer tipo de desvio no FET Q1 é neutralizado automaticamente com um desvio de equilíbrio no Q2. As conexões internas de dreno para fonte dos FETs, junto com os resistores R20, R21 e R22, criam uma ponte de resistência.

O microamperímetro M1 do display funciona como o detector dentro desta rede de ponte. Quando uma entrada de sinal zero é aplicada ao circuito do voltímetro eletrônico, o medidor M1 é definido como zero ajustando o equilíbrio dessa ponte usando o potenciômetro R21.

Se uma tensão DC daqui em diante for fornecida aos terminais de entrada, causa desequilíbrio na ponte, devido à alteração da resistência interna dreno-fonte dos FETs, o que resulta em uma quantidade proporcional de deflexão na leitura do medidor.

O Filtro RC criado por R18 e C1 ajuda a eliminar ruídos e zumbidos AC detectados pela ponta de prova e pelos circuitos de comutação de tensão.

Dicas Preliminares de Calibração

Aplicando tensão zero nos terminais de entrada:
1 Ligue S2 e ajuste o potenciômetro R21 até que o medidor M1 indique zero na balança. Você pode definir a chave de intervalo S1 para qualquer ponto nesta etapa inicial.

2- Posicione a chave de faixa em sua colocação de 1 V.
3- Conecte uma fonte CC de 1 volt medida com precisão nos terminais de entrada.
4- Faça o ajuste fino do resistor de controle de calibração R19 para obter uma deflexão precisa em escala completa no medidor M1.
5 - Tire brevemente a tensão de entrada e verifique se o medidor ainda permanece no ponto zero. Se você não o vir, reinicie R21.
6- Alterne entre as etapas 3, 4 e 5 até ver a deflexão da escala completa no medidor em resposta a uma fonte de entrada de 1 V, e o ponteiro retorna à marca zero assim que a entrada de 1 V é removida.

O Rheostat R19 não exigirá configuração repetida uma vez que os procedimentos acima sejam implementados, a menos que sua configuração seja deslocada de alguma forma.

R21, que se destina ao ajuste de zero, pode exigir reinicializações pouco frequentes. No caso dos resistores de faixa R2 a R17 serem resistores de precisão, esta calibração de faixa única será apenas faixas restantes suficientes para entrar automaticamente na faixa de calibração.

Um seletor de voltagem exclusivo pode ser traçado para o medidor, ou a escala de 0 -100 uA já presente pode ser marcada em volts, imaginando o multiplicador apropriado em tudo, exceto na faixa de 0 -100 volts.

Voltímetro de alta impedância

Um voltímetro com uma impedância incrivelmente alta pode ser construído através de um amplificador de transistor de efeito de campo. A figura abaixo descreve um circuito simples para esta função, que pode ser rapidamente personalizado em um dispositivo ainda mais aprimorado.

Na ausência de uma entrada de tensão, R1 preserva a porta FET no potencial negativo e VR1 é definido para garantir que a corrente de alimentação através do medidor M seja mínima. Assim que a porta FET é fornecida com uma tensão positiva, o medidor M indica a corrente de alimentação.

O resistor R5 é posicionado apenas como um resistor limitador de corrente, a fim de proteger o medidor.

Se 1 megohm for usado para R1 e os resistores de 10 megohm para R2, R3 e R4 permitirão que o medidor meça faixas de tensão entre aproximadamente 0,5 V a 15 V.

O potenciômetro VR1 pode ser normalmente 5k

O carregamento imposto pelo medidor em um circuito de 15v será de alta impedância, mais de 30 megohms.

A chave S1 é usada para selecionar várias faixas de medição. Se 100 uA metro for empregado, então R5 poderia ser 100 k.

O medidor pode não fornecer uma escala linear, embora uma calibração específica possa ser facilmente criada por meio de um potenciômetro e voltímetro, o que permite ao dispositivo todas as tensões desejadas serem medidas nos cabos de teste.

Medidor de capacitância de leitura direta

Medir valores de capacitância com rapidez e eficácia é a principal característica do circuito apresentado no diagrama de circuito abaixo.

Este medidor de capacitância implementa 4 intervalos separados de 0 a 0,1 uF 0 a 200 uF, 0 a 1000 uF, 0 a 0,01 uF e 0 a 0,1 uF. O procedimento de trabalho do circuito é bastante linear, o que permite fácil calibração da escala M1 do microamperímetro CC 0 - 50 DC em picofarads e microfarads.

Uma capacitância desconhecida conectada aos slots X-X posteriormente poderia ser medida diretamente através do medidor, sem a necessidade de qualquer tipo de cálculo ou manipulação de balanceamento.

O circuito requer cerca de 0,2 mA por meio de uma bateria embutida de 18 volts, B. Neste circuito de medidor de capacitância em particular, alguns FETs (Q1 e Q2) funcionam em um modo multivibrador acoplado a dreno padrão.

A saída do multivibrador, obtida do dreno Q2, é uma onda quadrada de amplitude constante com uma frequência decidida principalmente pelos valores dos capacitores C1 a C8 e resistores R2 a R7.

As capacitâncias em cada uma das faixas são selecionadas de forma idêntica, enquanto o mesmo é feito para a seleção de resistências também.

Um 6 pólos. 4 posições. a chave rotativa (S1-S2-S3-S4-S5-S6) seleciona os capacitores e resistores multivibradores apropriados junto com a combinação de resistência do circuito do medidor necessária para fornecer a frequência de teste para uma faixa de capacitância selecionada.

A onda quadrada é aplicada ao circuito do medidor por meio do capacitor desconhecido (conectado aos terminais X-X). Você não precisa se preocupar com a configuração de zero do medidor, já que a agulha do medidor pode ficar parada no zero, desde que um capacitor desconhecido não esteja conectado aos slots X-X.

Para uma frequência de onda quadrada selecionada, a deflexão da agulha do medidor gera uma leitura diretamente proporcional ao valor da capacitância desconhecida C, junto com uma resposta linear e agradável.

Portanto, se na calibração preliminar do circuito for implementado usando um capacitor de 1000 pF precisamente identificado conectado aos terminais XX, e a chave de faixa posicionada na posição B, e o potenciômetro de calibração R11 ajustado para atingir uma deflexão de escala total exata no medidor M1 , então o medidor sem dúvida medirá o valor de 1000 pF em sua deflexão de escala total.

Desde a proposta circuito medidor de capacitância fornecer uma resposta linear ao seu, pode-se esperar que o 500 pF seja lido em cerca de meia escala do mostrador do medidor, 100 pF na escala 1/10 e assim por diante.

Para as 4 faixas do medição de capacitância , a frequência do multivibrador pode ser alternada para os seguintes valores: 50 kHz (0–200 pF), 5 kHz (0-1000 pF), 1000 Hz (0–0,01 uF) e 100 Hz (0-0,1 uF).

Por esse motivo, os segmentos de chave S2 e S3 trocam os capacitores multivibradores por conjuntos equivalentes em uníssono com as seções de chave S4 e S5 que alternam os resistores multivibradores por pares equivalentes.

Os capacitores que determinam a frequência devem ter a capacitância combinada em pares: C1 = C5. C2 = C6. C3 = C7 e C4 = C8. Da mesma forma, os resistores de determinação de frequência devem ser combinados por resistência em pares: R2 = R5. R3 = R6 e R4 = R7.

Os resistores de carga R1 e R8 no dreno FET também devem ser combinados de forma adequada. Os potes R9. R11, R13 e R15 que são usados ​​para a calibração devem ser do tipo enrolado e, como são ajustados apenas para o propósito de calibração, podem ser encaixados dentro do invólucro do circuito e fornecidos com eixos ranhurados para permitir o ajuste por meio de uma chave de fenda.

Todos os resistores fixos (R1 a R8. R10, R12. R14) devem ter capacidade nominal de 1 watt.

Calibração Inicial

Para iniciar o processo de calibração, você precisará de quatro capacitores perfeitamente conhecidos, com vazamento muito baixo, com os valores: 0,1 uF, 0,01 uF, 1000 pF e 200 pF,
1-Mantendo a chave de range na posição D, insira o capacitor 0,1 uF nos terminais X-X.
2-Ligue S1.

Um cartão de medidor distinto pode ser desenhado ou números podem ser escritos no dial de fundo do microamperímetro existente para indicar faixas de capacitância de 0-200 pF, 0-1000 pF, 0-0,01 uF e 0-0 1 uF.

À medida que o medidor de capacitância é usado posteriormente, você pode achar necessário conectar um capacitor desconhecido aos terminais X-X, ligue S1 para testar a leitura da capacitância no medidor. Para maior precisão, é aconselhável incorporar a faixa que permitirá a deflexão em torno da seção superior da escala do medidor.

Medidor de intensidade de campo

O circuito FET abaixo é projetado para detectar a intensidade de todas as frequências dentro de 250 MHz ou pode ser ainda maior às vezes.

Um pequeno bastão de metal, haste e antena telescópica detecta e recebe a energia de radiofrequência. O D1 retifica os sinais e fornece uma tensão positiva para a porta FET, sobre R1. Este FET funciona como um amplificador DC. O potenciômetro “Set Zero” pode ser qualquer valor entre 1k a 10k.

Quando nenhum sinal de entrada de RF está presente, ele ajusta o potencial de porta / fonte de forma que o medidor exiba apenas uma pequena corrente, que aumenta proporcionalmente dependendo do nível do sinal de RF de entrada.

Para obter maior sensibilidade, um medidor de 100uA pode ser instalado. Caso contrário, um medidor de baixa sensibilidade como 25uA, 500uA ou 1mA também pode funcionar muito bem e fornecer as medições de força de RF necessárias.

Se o medidor de força de campo é necessário para testar apenas VHF, um choke VHF precisará ser incorporado, mas para aplicação normal em torno de frequências mais baixas, um choke de onda curta é essencial. Uma indutância de aproximadamente 2,5 mH fará o trabalho para até 1,8 MHz e frequências mais altas.

O circuito do medidor de intensidade de campo FET pode ser construído dentro de uma caixa de metal compacta, com a antena estendida para fora do invólucro, verticalmente.

Durante a operação, o dispositivo permite sintonizar um amplificador final do transmissor e circuitos aéreos, ou o realinhamento de polarização, direção e outras variáveis, para confirmar a saída irradiada ideal.

O resultado dos ajustes pode ser testemunhado por meio da deflexão acentuada para cima ou mergulhando da agulha do medidor ou a leitura no medidor de intensidade de campo.

Detector de umidade

O circuito FET sensível demonstrado abaixo reconhecerá a existência de umidade atmosférica. Enquanto a almofada sensora estiver livre de umidade, sua resistência será excessiva.

Por outro lado, a presença de umidade na almofada diminuirá sua resistência, pois TR1 permitirá a condução de corrente por meio de P2, fazendo com que a base de TR2 torne-se positiva. Esta ação ativará o relé.

VR1 torna possível o realinhamento do nível onde TR1 liga e, portanto, decide a sensibilidade do circuito. Isso pode ser corrigido para um nível extremamente alto.

O potenciômetro VR2 possibilita o ajuste da corrente do coletor, para garantir que a corrente através da bobina do relé seja muito pequena durante os períodos em que a almofada sensora está seca.

TR1 pode ser o 2N3819 ou qualquer outro FET comum, e TR2 pode ser um BC108 ou algum outro transistor NPN comum de alto ganho. A almofada de detecção é rapidamente produzida a partir de PCB de circuito perfurado de matriz de 0,1 pol. Ou 0,15 pol. Com folha condutora nas fileiras de orifícios.

Uma placa medindo 1 x 3 polegadas é adequada se o circuito for usado como um detector de nível de água, no entanto, uma placa de tamanho mais substancial (talvez 3 x 4 polegadas) é recomendada para habilitar FET detecção de umidade , especialmente durante a estação chuvosa.

A unidade de advertência pode ser qualquer dispositivo desejado, como uma luz indicadora, campainha, campainha ou oscilador de som, e estes podem ser integrados dentro do invólucro ou posicionados externamente e ser conectados por meio de um cabo de extensão.

Regulador de voltagem

O regulador de tensão FET simples explicado abaixo oferece uma eficiência razoavelmente boa usando um número mínimo de peças. O circuito fundamental é demonstrado abaixo (topo).

Qualquer tipo de variação na tensão de saída induzida por meio de uma alteração na resistência de carga altera a tensão da porta-fonte do f.e.t. via R1 e R2. Isso leva a uma mudança contrária na corrente de drenagem. A taxa de estabilização é fantástica ( ≈ 1000) no entanto, a resistência de saída é bastante alta R0> 1 / (YFs> 500Ω) e a corrente de saída é mínima.

Para derrotar essas anomalias, o fundo melhorado circuito regulador de tensão pode ser utilizado. A resistência de saída é tremendamente diminuída sem comprometer a taxa de estabilização.

A corrente de saída máxima é restringida pela dissipação permitida do último transistor.

O resistor R3 é selecionado para criar uma corrente quiescente de alguns mA em TR3. Um bom ajuste de teste aplicando os valores indicados, causou uma alteração menor que 0,1 V mesmo quando a corrente de carga variou de 0 a 60 mA na saída de 5 V. O impacto da temperatura na tensão de saída não foi analisado, no entanto, poderia ser mantido sob controle por meio da seleção adequada da corrente de drenagem do cabo ex.

Mixer de Áudio

Às vezes você pode estar interessado em fade-in ou fade-out ou misture alguns sinais de áudio em níveis personalizados. O circuito apresentado a seguir pode ser usado para cumprir este propósito. Uma entrada particular está associada ao soquete 1 e a segunda ao soquete 2. Cada uma das entradas é projetada para aceitar impedâncias altas ou outras impedâncias e possui controle de volume independente VR1 e VR2.

Os resistores R1 e R2 oferecem isolamento dos potenciômetros VR1 e VR2 para garantir que uma configuração mais baixa de um dos potenciômetros não aterre o sinal de entrada para o outro potenciômetro. Essa configuração é apropriada para todas as aplicações padrão, usando microfones, captador, sintonizador, telefone celular, etc.

O FET 2N3819, bem como outros FETs de áudio e de uso geral, funcionarão sem problemas. A saída deve ser um conector blindado, até C4.

Controle de tom simples

Os controles de tom de música variáveis ​​permitem a personalização de áudio e música de acordo com a preferência pessoal ou permitem certa magnitude de compensação para aumentar a resposta geral de frequência de um sinal de áudio.

Eles são inestimáveis ​​para equipamento padrão que geralmente é combinado com unidades de entrada de cristal ou magnética, ou para rádio e amplificador, etc., e que não possuem circuitos de entrada destinados a essa especialização musical.

Três diferentes circuitos de controle de tom passivo são demonstrados na Figura abaixo.

Esses designs podem ser feitos para funcionar com um estágio de pré-amplificador comum, conforme mostrado em A. Com esses módulos de controle de tom passivos, pode haver uma perda geral de áudio, causando alguma redução no nível do sinal de saída.

No caso de o amplificador em A incluir ganho suficiente, um volume satisfatório ainda pode ser alcançado. Isso depende do amplificador, bem como de outras condições, e quando se presume que um pré-amplificador pode restabelecer o volume. No estágio A, VR1 funciona como o controle de tom, frequências mais altas são minimizadas em resposta ao seu limpador viajando em direção a C1.

VR2 é conectado para formar um controle de ganho ou volume. R3 e C3 oferecem desvio e desvio de fonte, e R2 funciona como a carga de áudio de drenagem, enquanto a saída é adquirida de C4. R1 com C2 são usados ​​para desacoplar a linha de alimentação positiva.

Os circuitos podem ser alimentados por uma fonte de 12 V DC. R1 pode ser modificado se necessário para tensões maiores. Neste e nos circuitos relacionados, você encontrará latitude substancial na seleção de magnitudes para posições como C1.

No circuito B, VR1 funciona como um controle de corte superior e VR2 como o controle de volume. C2 está acoplado à porta em G e um resistor de 2,2 M oferece a rota DC através da porta para a linha negativa, as partes restantes são R1, R2, P3, C2, C3 e C4 como em A.

Os valores típicos para B são:

• C1 = 10nF
• VR1 = 500k linear
• C2 = 0,47uF
• VR2 = log de 500k

Outro controle de corte superior é revelado em C. Aqui, R1 e R2 são idênticos a R1 e R2 de A.

C2 de A sendo incorporado como em A. Ocasionalmente, esse tipo de controle de tom pode ser incluído em um estágio pré-existente sem praticamente nenhum obstáculo para a placa de circuito. C1 em C pode ser 47nF e VR1 25k.

Magnitudes maiores podem ser tentadas para VR1, no entanto, isso pode resultar em uma grande seção da faixa audível de VR1 consumir apenas uma pequena parte de sua rotação. C1 pode ser feito mais alto, para fornecer corte superior aprimorado. Os resultados obtidos com diferentes valores de peça são afetados pela impedância do circuito.

Rádio FET de Diodo Único

O próximo circuito FET abaixo mostra um simples receptor de rádio de diodo amplificado usando um único FET e algumas partes passivas. O VC1 pode ser um tamanho típico de 500 pF ou um capacitor de sintonia GANG idêntico ou um pequeno trimmer no caso de todas as proporções precisarem ser compactas.

A bobina da antena de sintonia é construída usando cinquenta voltas de fio de 26 swg a 34 swg, sobre uma haste de ferrite. ou poderia ser recuperado de qualquer receptor de onda média existente. O número de enrolamento permitirá a recepção de todas as bandas MW próximas.

Receptor de rádio MW TRF

O próximo TRF relativamente abrangente Circuito de rádio MW pode ser construído usando apenas um cupê de FETs. Ele é projetado para fornecer uma recepção de fone de ouvido decente. Para um alcance mais longo, um fio de antena mais longo poderia ser conectado ao rádio, ou então ele poderia ser utilizado com sensibilidade mais baixa, dependendo da bobina da haste de ferrite apenas para captação de sinal MW próximo. O TR1 funciona como o detector, e a regeneração é obtida por meio do toque na bobina de sintonia.

A aplicação de regeneração aumenta significativamente a seletividade, bem como a sensibilidade a transmissões mais fracas. O potenciômetro VR1 permite o realinhamento manual do potencial de drenagem de TR1, e assim funciona como um controle de regeneração. A saída de áudio de TR1 é conectada a TR2 por C5.

Este FET é um amplificador de áudio que conduz os fones de ouvido. Um fone de ouvido completo é mais adequado para sintonia casual, embora telefones com aproximadamente 500 ohms de resistência DC, ou cerca de 2k de impedância, forneçam resultados excelentes para este rádio FET MW. No caso de um mini fone de ouvido ser desejado para a audição, este pode ser um dispositivo magnético de impedância moderada ou alta.

Como fazer a bobina da antena

A bobina da antena de sintonia é construída usando cinquenta voltas de fio superesmaltado 26swg, sobre uma haste de ferrite padrão com um comprimento de cerca de 5 pol. X 3/8 pol. No caso das espiras serem enroladas sobre um tubo de carda fino que facilita o deslizamento da bobina na haste, pode ser possível ajustar a cobertura da banda de forma ideal.

O enrolamento começará em A, a derivação para a antena pode ser extraída no ponto B que está em torno de vinte e cinco voltas.

O ponto D é o terminal da extremidade aterrado da bobina. O posicionamento mais eficaz da derivação C dependerá razoavelmente do FET selecionado, da tensão da bateria e se o receptor de rádio será combinado com um fio de antena externa sem antena.

Se a derivação C estiver muito perto do fim D, então a regeneração deixará de iniciar, ou será extremamente pobre, mesmo com VR1 ligado para a tensão ideal. Porém, ter muitas voltas entre C e D, levará à oscilação, mesmo com VR1 apenas um pouco girado, fazendo com que os sinais fiquem enfraquecidos.